走线和参考平面组成。根据传输线几何形状，必须将信号走线和参考平面视为一个单元。并且永远别将它们分开，因为微带线和带状线具有定义其特性的独特EM 场分布。

  通过将 PCB 走线阻抗与信号源匹配，能够尽可能的防止PCB 传输线中的信号反射。但了解哪种阻抗匹配技术适用于设计也很重要。我必须告诉你，没有一种传输线技术是完美的。涉及传输线的PCB 设计方程只是近似值，根据规格有不同程度的精确度。

  微带线和带状线传输线的电磁场分布能够最终靠选择PCB 材料（介电常数和损耗角正切）和调整引导波长、传播速度和特性阻抗来改变。这些参数最终会改变电磁场分布，从而改变传输线的特性。

  微带线是一种平面传输线，大多数都用在射频微波电路。它在PCB表面布线，周围有两种环境：PCB材料和空气。微带由位于介电基板上的条状导体（焊盘）组成，该基板由接地平面支持，当接地平面和条带之间的间距增加时，该接地平面会辐射。

  在微带中，主要的传播模式是准TEM（横向电磁）。因此，截面中的相速度、特性阻抗和场变化变得与频率相关。

  存储在微带排列中的电能存在于空气和电介质中，因此传输线上信号的有效介电常数将介于空气和电介质的介电常数之间。该有效介电常数决定了微带传输线上电磁波的相速度。

  微带线是分散的。随频率的增加，有效介电常数也向基板方向增加，导致相速度降低。有效介电常数考虑到大部分电场保留在基板内，但总能量的某一部分存在于电路板上方的空气中。

  εr也随自由空间波长而变化。随着带材宽度与基材厚度/宽度/高度的比率减小，这种分散变得更显着。随着带钢宽度的增加，色散不那么明显。在这种情况下，微带线似乎是一个理想的平行板电容器。εr应大于空气的介电常数 ( ϵ r = 1) 并小于基板的介电常数。阅读PCB 基板：了解介电材料的特性。

  与微带参数计算相关的具有挑战性的问题是导体带未浸入单一介电材料中。一方面，它是电介质，另一方面，它通常是空气。有效介电常数的概念是专门为应对这一挑战而开发的。所述 εr表示板材料（相对介电常数之间的一些中间值率εr）和空气（相当于1）。因此，这可用于计算微带参数。

  对于给定的 PCB 层压板和铜重量，信号走线的宽度 (W) 除外，下面给出的公式可用于设计 PCB 走线以匹配电路所需的阻抗。对于宽度为 W 和厚度为 T 的信号走线，通过具有介电常数ϵr的 PCB 电介质与接地（或电源）平面相距距离 H ，其特征阻抗 (Zo) 为：

  微带线的特性阻抗随频率的增加而变化。这里有必要注意一下的一点是，IPC 微带线Ω 之间最准确，但对于较低/较高阻抗则不太准确。

  对于给定的传输线几何形状，延迟常数仅是介电常数的函数，而不是迹线尺寸的函数。对于给定的 PCB 层压板和介电常数，各种阻抗线的传播延迟常数是固定的。

  注意：尽管微带线具有低成本和紧凑尺寸的优势，但它比同轴线、波导、CPW 和带状线的损耗更大。

  这可以通过将基材悬浮在空气中来完成。微带的悬挂意味着信号和接地路径之间的间隔增加，这也增强了微带辐射的趋势，特别是在不连续处。

  基板底部和地平面之间的空气包含电磁场。微带线的插入损耗降低，因为与标准电路板基板相比，空气基本上没有介电损耗。此外，由于较低的有效介电常数，微带线的宽度增加。较宽的线路具有较低的电流密度，因此具有较低的欧姆损耗。微带悬挂技术仅用于几GHz。

  微带几何用于在低频下传导 EM 波，但在 60GHz 以上，由于损耗，其应用受到限制。这就是它们不能在太赫兹频率下使用的原因。

  多层微带线可以设计在不同配置的衬底层上。它可以是单层、双层或多层材料。随着对SoC要求的需要，在高频下多层基板的使用有所增加。

  带状线布线在 PCB 的内层，这就是为什么它只被一种环境包围，即 PCB 材料。这种技术最好用于多层 PCB 设计，信号走线由上下的接地层支撑。

  在带状线中，高频信号走线的电流返回路径位于接地（电源）平面上的信号走线上方和下方。由于这种布置，高频信号保留在 PCB 内部，由此减少了辐射，并提供了对传入杂散信号的屏蔽。

  带状线的特性阻抗取决于介电常数以及带状中心导体和接地平面的横截面几何形状。带状线的特征阻抗随着带宽度W e 的增加而减小。

  带状线传输线由三层导体组成，其中内部导体称为“夹层导体”，而连接在信号地的另外两个导体称为接地导体。夹层导体嵌入均匀且各向同性的电介质中，具有介电常数 (Er)。

  带状线中基本 TEM 模式的电“E”和磁“H”场线在上面以定义的横截面和定义的时间表示。

  多层电路板常常要带状线，因为它可以在层之间布线，但带状线的接地需要适当注意。如果顶部和底部接地层的电位不同，则平行板模式可以在它们之间传播。如果激发，这种模式将不会局限于带附近的区域，而是能够传播到存在两个接地平面的任何地方。

  带状线比微带线对金属外壳的横向接地平面更不敏感，因为电磁场在中心导体和上下接地平面附近被强烈包含。

  平行板模式将开始在顶面和地平面之间传播。并且它不会局限于条带周围的区域，而是会在存在两个接地平面的任何地方传播。平行板模式能够最终靠以下方式抑制：

  如果过孔放置得太靠近带状线边缘，它们可能会干扰特性阻抗。因此，过孔间距应至少为 3 条带宽度。

  在 PCB 顶部表面布线的走线与电源层形成微带线，而底部走线与接地层形成微带线。

  在这里，能轻松访问两个外层的信号轨迹，以做测量和故障排除。但是这种布置没有利用平面的屏蔽特性，因此导致对外部信号的更大辐射和敏感性。

  上图右侧给出的排列使用嵌入的迹线并充分的利用了平面。能够准确的通过对您而言重要的内容有选择地在 PCB 设计的嵌入式和非嵌入式布置之间做出合理的选择。易于测试或降低EMI 和EMC。

  PCB 行业中使用的大多数金属饰面的导电性都低于铜（金、镍、铝、黄铜、焊料、锡）。较低的电导率会导致较高的导体损耗，从而增加插入损耗。银是个例外，不会增加铜导体损耗。

  金饰面非常薄（约 0.05um），但在频率约为 1THz 之前，趋肤深度不会接近此厚度。

  化学镀镍浸金 (ENIG) 表面处理被普遍的使用，因为它可保护镍不被氧化。

  当趋肤深度接近或小于铜表面粗糙度的尺寸时，表面粗糙度会显着增加导体损耗，最终减慢波的传播。

  一定程度的铜粗糙度总是用于促进与介电材料的粘合并提高层压板的剥离强度。

  影响随频率的增加而增加，增加了电容，增加了群延迟，在很宽的带宽上降低了特性阻抗，并且显著增加了 Dk 以匹配群延迟与频率特性。

  由于导体和介电损耗导致的温度上升限制了微带线的平均功率，而带状导体和地平面之间的击穿限制了峰值功率。

  介电常数（材料对真空的电密度如何）和损耗角正切（材料的损耗程度）是特定应用 PCB 走线设计所需的两个关键参数。

  PCB材料的介电常数大于1，介于真空和空气的介电常数之间。因此，PCB 上的引导波长将比真空/空气中的波长短，传播速度也将低于光速。

  如果介电常数较高，则引导波长将较短。这就是怎么回事两条迹线之间相同长度的失配会导致更多的传播延迟。考虑到这一事实，建议使用具有低介电常数的材料。

  过渡到具有更高介电常数的材料时波长的收缩。图片来自：AN12298，恩智浦半导体

  相同长度的微带线和带状线的传播延迟比较。图片来自：AN12298，恩智浦半导体

  精确设计带状线和微带传输线以实现适当的阻抗匹配和/或脉冲延迟时间很重要。了解微带线和带状线布线的基础原理有助于 PCB 设计人员将这些本土电路技术应用到他们的设计中。

  一对导体就可以构成传输线，信号以电磁波的形式在这一对导体之间传播。这两个导体，一个被称为“信号路径”，另一部被称为“参考路径”或“回流路径”。传输线的形式由多种多样，比如

  Abstract: A novel one-dimensional (1 D) nonperiodic defected ground structure (DGS

  了答案了。根据前面传输速度公式可知介电常数是决定信号传输速度的重要的因素，介质的介电常数越大，信号的传输速度越慢

  是为了给信号提供一个低阻抗的传输路径。这在EMC工程师眼中也是电磁屏蔽的需要。在使用了

  损耗掉高频分量的能量。能够使用均衡与预加重来补偿信号损失。传输路径越长，损耗越严重。如下图所示。图9、10 ADS仿真：不同板材和走线）

  (Stripline)。它可以看作是同轴线的变形。 [/hide]

  较强的耦合。很适合做强耦合的超宽带电桥结构。我们大家都知道两个8343电桥可以级联成一个3dB电桥，因此8343超宽带电桥在

  ，当接地共面波导的顶层接地导体和信号导体的间距增大到一定量时，接地共面波导电路就类似于

  线所示）进行了建模和仿真，提取了等效SPICE电路，从而得到了所需的时域仿线，

  四周的介电常数并不一致，比如我们常用的FR4基板介电常数是4.2左右，空气

  方式，由于结构相对比较简单，易于与有源和无源二端口器件跨接，避免了穿孔带来的工艺麻烦。同时，CPS对介质厚度不敏感、由不连续结构引起寄生

  ，绿油带来的损耗不可忽视，在已选用高速板材的情况下，通常建议长距离传输的高速信号走在

  分享的下载，百度即可。安装好软件后，打开软件，如下图所示：在软件左侧选择Passive Circuits，

  。我经历了一个教程。但是，我收到以下错误。 IndexError：列表分配索引超出范围Traceback（最近一次调用最后一次）：文件“/software

  介电常数受横截面的几何结构影响比较大；而串扰，其有效介电常数受奇偶模式的影响较大；不同绕线方式有效介电常数受其绕线.仿线

  的宽度大概在几十um，如果是T形结构，此时相当于在某个频率处谐振，那如果再次并联一个相同的枝节，s参数会在相同频率处谐振的叠加，那如果并联的是两个L形状的枝节，其谐振点为什么不是与单个L枝节的谐振点相同呢

  在频率较高的情况下（大于1GHz），LC巴伦由于电感，电容的寄生效应，自谐振频率等影响，性能将变差，而在高频上，用

  宽度和线间距需保持一致，不发生突变。4、（铺地间距与参考面厚度没有直接关系，

  本实例简要讨论了怎么样去使用Analyst 3D有限元方法(FEM)电磁仿真器优化同轴连接器到

  阻抗公式，线宽/电解质厚度较大（2?）时适用？求这个公式的出自哪本教科书或工具书，急求，谢谢！！

  .部分电容的概念是最直观描述耦合结构的一种方法。[/hide]

  是怎么设计的？要求是50欧的阻抗控制。我随便走了一下，线mm。需要注意一些什么问题？

  本帖最后由 一只耳朵怪 于 2018-6-6 15:54 编辑 Hi，在参考设计中都只提到不平衡端的阻抗按照50欧姆做

  大，就几乎能完全避免相互的耦合效应。2． 减小耦合长度Lp，当两倍的Lp延时接近或超过信号上升时间时，产生的串扰将达到饱和。3．

  带状线 倍。在高频（ MHz），信号回流会走路最低阻抗径，也是最小电感的路径，通常这条路径也是最小环路面积的路径。电流会尽可能靠近输出

  的厚度、宽度以及与地平面之间的距离是可控制的，则它的特性阻抗也能控制

  ，而且，还要为这条任何金属互连线上的电流找一个返回路径，两者之间还要形成电场，如图2所示的虚线箭头。这就是传输

  (microstrip) Z=87/[sqrt(Er+1.41)]ln[5.98H/(0.8W+T)] 其中，W为线

  低通滤波器。研制出了截止频率为3.5GHz，通带内反射系数-20dB，阻带抑制在3.81GHz-8.481GHz 范围内均

  为什么不能跨越别的电源分割块?如1.5v供电的走线v的电源分割块下方的走线层，本人认为地平面提供了很好的返路，阻抗也不存在

  施加信号上升/下降时间（以最快边沿为准）时端接传输线路特性阻抗。例如，在Er = 4.0介电质上2英寸

  微带线 ps。严格贯彻上述规则，只要信号上升时间不到~500 ps，端接是适当的。 更保守的规则是使用2英寸（

  的传输延时有很明显的差距，有了这个数据，有的同学可能会对同组同层的要求认识会更深刻。对于一些等长要求不是很严格的走线来说，比如说ddr的地址线，并没有同组同层的要求。不同层的信号除了信号不同层带来的时延差之外还相差了一个过孔的长度，这段长度严格来说也是要算进去的。

  背景并能够准确地权衡每个选项的利弊将使您能够更智能地设计。这就是怎么回事查看

  ，因为它们与线路损耗，阻抗和自屏蔽的优势相关，可以为您的旧运动节约时机，金钱和能源。

  信号上升/下降时间（以最快边沿为准）时端接传输线路特性阻抗。例如，在Er = 4.0介电质上2英寸

  或 IC 之前，您需要确定要使用的走线布置。数字系统的三个常见选项是表面层上的

  损耗控制研究 文章出处：【微信公众号：微波射频网】欢迎添加关注！文章转载请注明出处。

  指该信号线在两个参考平面之间（内层） ，故 阻抗计算要选择不同模型来完成。

  分别是用于传输信号的两种常见的传输线路。 虽然在许多方面它们很相似，但是它们的物理结构、传输速率、特性阻抗等方面存在很大的差异。 本文将介绍